Скачать

Разработка радиоприемного устройства импульсных сигналов

РАЗРАБОТКА ТЕХНИЧЕСКОГО ЗАДАНИЯ

Данное радиоприемное устройство диапазона СВЧ с ВИМ предназначено для организации радиорелейной связи и обеспечения приема многоканальных сигналов с временным уплотнением, с фазово (временно) импульсной модуляцией или приема цифровой информации. Данное РПУ входит в состав приемно-передающей промежуточной станции радиорелейной линии связи, т.е. является стационарным оборудованием. Отношение напряжения сигнала к напряжению шума является одним из наиболее важных параметров радиорелейной линии, т.к. оно определяет, по существу, возможную дальность связи, т.е. такое число ретрансляции, при котором напряжение шума в канале не превышает величины допустимой для телефонной передачи.

ВЫБОР СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ

При выборе структурной схемы приемного устройства мы должны учитывать требования технического задания, а именно: обеспечение сравнительно высокой чувствительности, избирательности, стабильности частоты гетеродина, а также учитывать минимум искажения формы импульсных сигналов при их усилении. Опираясь на вышесказанное можно остановить свой выбор на супергетеродинной схеме приемника. Для постоянства уровня выходного сигнала при значительных изменениях его на входе, придется включить в схему систему АРУ и несколько каскадов УПЧ. Избирательность по «зеркальному» каналу будет обеспечивать преселектор, а избирательность по соседнему каналу - неперестраеваемые фильтры каскадов УПЧ. После детектора, который выделяет огибающую радиоимпульса, находится видео усилитель (широкополосный усилитель т.к. спектр импульса занимает широкий диапазон частот и необходимо выполнить условие о неискажении формы импульсного сигнала при усилении), далее система АРУ, регулирующая входное напряжение первых каскадов УПЧ, которые осуществляют основное усиление на промежуточной частоте. После видео усилителя находится оконечное устройство, в качестве которого может быть УГС (усилитель групповых сигналов).

Структурная схема РПУ представлена на рис.1

ВЫБОР СХЕМЫ ГЕТЕРОДИНА И ЕГО ЭЛЕМЕНТНОЙ БАЗЫ

При выборе схемы гетеродина, его рабочей частоты с учетом обеспечения заданных требований по стабильности частоты, необходимо учитывать, что при высокой частоте гетеродина, отклонение промежуточной частоты от номинального значения, на которое настроены селективные цепи тракта УПЧ, может быть довольно значительным (из-за нестабильности гетеродина), что ведет к уменьшению коэффициента усиления тракта, т.е. к ухудшению селективности и чувствительности РПУ вследствие смещения спектра сигнала промежуточной частоты относительно полосы пропускания тракта УПЧ. При «нижней» настройке (т.е.fc>fг) селективность тракта УПЧ по «зеркальному» каналу обычно выше, чем при «верхней» настройке, в силу несимметричности частотной характеристики колебательного контура. Отсюда ориентировочно f гfг= 3*10…..10 таб.1.1(1)

ОПРЕДЕЛЕНИЕ ПОЛОСЫ ПРОПУСКАНИЯ ПРИЕЬНИКА

Полоса пропускания линейного тракта, форма основных характеристик (АЧХ,ФЧХ) в пределах полосы частот принимаемого сигнала должна удовлетворять требованиям допустимых искажений П=Fс+2fд+fзап (1),гдеFc - ширина спектра принимаемого сигнала , Fc=1/tуст, tуст - время установления импульса на выходе F=1/0.24*10= 4.16 МГц , 2fд- - Доплеровский сдвиг частоты принимаемого сигнала (в случае перемещения передатчика или приемника).В данном случае , рассматриваемый приемник , входящий в состав приемно-передающей аппаратуры РРЛ связи , является стационарным и 2fд=0, f зап - запас по частоте ,зависящий от нестабильности частоты принимаемого сигнала , нестабильности частоты гетеродина,погрешности в настройке контуровfзап=2(c*fc)+(г*fг)+(н*fг)+(пр*fпр) Последними двумя можно пренебречь в силу их малости . Итак fзап=2 = 198,925 КГц , с=4*10-по Т.З. , г=3*10 -это известно после выбора схемы гетеродина , fc=2*10Гц -частота сигнала . Так как мы выбираем нижнюю настройку частоты гетеродина : fг = fc – fпр, fпр 15/tu=15/1.2*10 =12.5 МГц Примем fпр=30МГц. Отсюда следует: fг=2*10-3*10= 1,97 ГГц Итак П=4,16 МГц + 198,925 КГц= 4,36 МГц По коэффициенту расширения полосы пропускания можно судить об использовании системыАПЧ. Если К1,5 то нужна система автоподстройки частоты , Кp=П/Fc Kp= 4.36 MГц/4,16 МГц = =1,04 отсюда следует, что система АПЧ не нужна Пf=1.1П=1,1*4,36МГц=4,796МГц - эффективная шумовая полоса, ПF=0.7П=0,7*4,36МГц=3,052МГц

РАСЧЕТ ДОПУСТИМОГО КОЭФФИЦЕНТА ШУМА.

ВЫБОР СХЕМЫ ПЕРВЫХ КАСКАДОВ ПРИЕМНИКА И ЭЛЕМЕНТНОЙ БАЗЫ ДЛЯ НИХ.

В дециметровом диапазоне волн чувствительность приемника ограничивается только внутренними шумами каскадов и элементов. Внешними помехами можно пренебречь. Для обеспечения заданного задания отношения сигнал/шум на выходе линейной части приемника необходимо найти допустимый коэффициент шума Nдоп, при заданной реальной чувствительности:NдопКр.ф(Pa.c/(k*To*Пш*р.вх)-ta+1) (2) где Pa.c= 4*10Bm реальная чувствительность приемника в виде номинальной мощности сигнала отдаваемой антенной согласованному с ней приемнику t a=Ta /To =160K/293K=0.546 - Относительная шумовая температура антенны. k=1.39 *10Дж/град – Постоянная Больцмана To=293K-Стандартная температура Пш=Пf=4.796МГц –Эффективная шумовая полоса пропускания р.вх=0,7=0,7=0,652 Пвых=0,5/tуст=0,5/0,24*10 = 2,08МГц - Полоса пропускания ВУ Крф=10= =10=0,98-Коэффициент передачи фидера -затухание в кабеле=0,02дб/м по Т.З ф -длина фидера = 4 м по Т.З Итак Nдоп= 0,98(4*10 /(1.39*10*293*4.796*10*0.652)-0.546+1) = 6.1=8дб При приеме сигналов на частотах более 1ГГц в качестве первого каскада можно выбрать преобразователь частоты на полупроводниковом смесительном диоде. Надо учесть, что преобразователь частоты со смесительным диодом имеет Крпч<1 и на коэффициент шума приемника будут заметно влиять шумы УПЧ. Поэтому в первом каскаде УПЧ рекомендуется использовать транзистор, включенный по схеме с общим эмиттером, с малым Nmin и большим Кр= Y21э/Y12э и определить N э- коэффициент шума приемника No=(Nвх.ц+ (Nр-1)/Kpвх+(Nпч-1)/(Крвх*Курч) +(Nупч-1)/(Kрвх*Курч*Крпч) +………)/Lф (1) где Nвхц Nр Nпч Nупч - коэффициенты шума соответственно: входной цепи, усилителя радиочастоты, преобразователя радиочастоты, усилителя преобразователя частоты, а Кр-их коэффициенты передачи по мощности. Lф- коэффициент передачи мощности антенного фидера. Если не учитывать в первом приближении наличие тракта УРЧ, то формула упрощается No (tc/K рпч )+((Nупч1 –1)/Крпч)=(tc+Nупч1-1)/Крпч (1) где tc =0.5…1.5 - шумовое отношение полупроводникового диодного смесителя. N упч - коэффициент шума первого каскада УПЧ К рпч - коэффициент передачи по мощности преобразователя частоты В схеме преобразователя частоты можно использовать диоды с барьером Шоттки ДБШ типа АА112Б, у которых потери преобразования Lпр 6дб , характеризующие уменьшение мощности сигнала при его преобразовании в сигнал промежуточной частоты, таб. 7.1. (1) Возьмем Lпр=4 дб=2,5 ,т.е. уменьшение мощности сигнала в 2,5 раза. Отсюда следует Крпч=1/Lпр=1/2,5=0,4 За основу каскада УПЧ можно взять ИМС серии К228УВ2 на основе транзисторов 2Т307Б с Nmin = 1,3, по данным расчета программы «TYNSAK » для расчета Y параметров и Nmin (5). Так как Nупч1= 2Nmin , то Nmin1=2.6 Теперь есть все составляющие для вычисления коэффициента шума приемника. No (0.5=2.6-1)/0.4=5.2=7.2дб Так как в результате расчетов оказалось, что No

ВЫБОР ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ И ИЗБИРАТЕЛЬНЫХ СИСТЕМ ТРАКТА ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ. ВЫБОР ИЗБИРАТЕЛЬНОЙ

СИСТЕМЫ ВХОДНОЙ ЦЕПИ.

Для обеспечения избирательности по «зеркальному» каналу на входе радиоприемного устройства ставится полосковый полосно-пропускающий фильтр ППФ на связанных симметричных полосковых линиях. Для заданной частоты сигнала эквивалентное затухание резонатора на МПЛ

э =0,02. По рис. 2.2 (2) видно, что необходимое ослабление «зеркального» канала (25 Дб по 7.3) можно получить, выбрав 2-ух звенный фильтр. По рис.2.2 находится зк=5,8. Теперь находим fпр, обеспечивающая избирательность по «зеркальному» каналу:

1. fпр0,25 зк*dэсч*fo, где dэсч -эквивалентное затухание контуров(2). Рекомендуется брать 0,002...0,004

Минимально осуществимое эквивалентное затухание тракта УПЧ: эп=q*o min (2) Для полученной fпр по табл. 2.6. (2) нужно выбрать q=2,6-коэффициент шунтирования контура и

o min =0,006 -минимально достижимое затухание контура эп = 2,6 *0,006=0,015

Коэффициент прямоугольности резонансной кривой тракта УПЧ для ослабления 25 Дб: Кпс=2fck/Пf (1),где 2fck - расстройка при ослаблении соседнего канала fck=5.5МГц Пf=4.796 МГЦ

Кпс=2*5,5*10/4,796*10=3,29 Вид и количество селективных элементов выбирается из табл. 2.7.(2), так чтобы Кпс был не больше требуемого. Кпс=3,0 при 3-ех каскадах, но при ослаблении соседнего канала 40 Дб. На каждый каскад приходится ослабление по 13 Дб. Заданное по Т.З. ослабление нам обеспечат, значит 2 каскада по 13 Дб. Итак, полученный коэффициент прямоугольности обеспечат две избирательные системы с двумя связанными контурами с критической связью между ними ( =1) и (м) =0,99

Для обеспечения заданной полосы пропускания многокаскадного усилителя с одинаковыми каскадами, промежуточная частота приемника должна удовлетворять неравенству:

2. fпр(fпл/эп)*(м)=(Пf /эп)*(м) (2)

Теперь следует определить fпр из условия обеспечения хорошего воспроизведения формы импульса на выходе детектора

3. f прu где u - длительность импульса

Далее следует определить fпр из условия обеспечения необходимой фильтрации напряжения ПЧ на входе детектора

4. f пр Fпл (3), где Fпл=ПF=3.052 МГц

Итак, в итоге получаем:

1.fпр0,25*5,8*0,004*2*10=11,6МГц

2.fпр (4,796*10/0,015)*0,99=316,5 МГц

3.fпр(10….20)/1,2*10= (8,33…..16,66)МГц

4.fпр (5….10)*3,052*10=(15….30)МГц

Окончательно можно выбрать fпр=30 МГц

ВЫБОР СХЕМЫ И ЭЛЕМЕНТНОЙ БАЗЫ ТРАКТА ПЧ,

РАСЧЕТ ЧИСЛА КАСКАДОВ УСИЛЕНИЯ.

В приемниках дециметровых волн без усилителей радиочастоты существенным фактором, определяющим чувствительность приемников, является коэффициент шума тракта УПЧ. В таких случаях для снижения коэффициента шума приемника рационально после диодного преобразователя частоты первым включать малошумящие каскады УПЧ. Поскольку в приемниках с диодным преобразованием частоты влияние полосы входной цепи УПЧ на частотную характеристику УПЧ в первом приближении можно пренебречь, а применение коррекции или нейтрализации в малошумящих каскадах УПЧ нежелательно, так как это может увеличить коэффициент шума, низкий коэффициент шума этих каскадов должен достигаться благодаря использованию в них малошумящих транзисторов, подбору режимов их работы, специфическому построению как тракта УПЧ так и цепей соединяющих вход УПЧ с выходом преобразователя частоты. Желательно чтобы малошумящие каскады УПЧ имели достаточно высокий коэффициент усиления и возможность регулировки при заданном динамическом диапазоне входных сигналов. Необходимо так же обеспечить достаточную широкополосность тракта УПЧ для усиления импульсного сигнала при выполнении заданного требования по избирательности и устойчивости усиления. Этим требованиям в наибольшей мере соответствует применение в качестве усилительных каскадов УПЧ - усилительных каскадов на транзисторах, соединенных по каскадной схеме. В силу изложенного выше в качестве усилительного элемента выбираем ИМС серии 228, имеющей широкое применение. Для того чтобы найти коэффициент усиления УПЧ надо знать входное и выходное напряжение УПЧ. Так как за каскадами УПЧ расположен детектор, то Uвхдет.=Uвых.упч. Для нормальной работы детектора импульсного сигнала на его вход надо подавать U=1В, тогда Uвых.дет.=(0,4...0,5)В

Сначала требуется найти величину сигнала на входе УПЧ Uвх.упч= (2)

где Крф=0,98-коэффициент передачи фидера

Кр.вх.ц.=(0,25....0,1)-коэффициент передачи входной цепи в виде ППФ с затуханием на краях полосы пропускания порядка (8...10)Дб Крсм=0,4-коэффициент передачи смесителя на диодах с барьером Шоттки

q вых.см=0,002 См -активная составляющая входной проводимости смесителя

Uвх.упч==8,1*10В

Теперь можно найти коэффициент усиления трактата УПЧ

Купч =Uд*Кз/*U вх.упч , где Uд = 1В-напряжение сигнала на входе детектора (или Uвых. упч)

Кз = (1...2) - коэффициент запаса усиления

Купч=1*1/*8,1*10= 81934

Ориентировочное число каскадов УПЧ:

nlgKупч ; n lg81934 = 4.9 Принимаем n = 5

Каскады УПЧ собраны на ИМС серии К228УВ2 на основе транзисторов 2Т307Б, имеющих следующие параметры Uкэ max=10В, I к max=20мА, Р к max=15мВт, Сэ<3 nФ, Iко=0,5 мкА,o=60,

f/f=0.2, rэ= 20 Ом, r’б= 50 Ом, Ск= 6 пФ

Коэффициент шума этого транзистора уже рассчитан в (5) Nmin=1,3. Тогда коэффициент шума 1-го каскада УПЧ:

Nупч1=2*Nmin=2.6

Поскольку наибольшее влияние на шумовые параметры, в том числе и коэффициент шума всего тракта УПЧ оказывает первый каскад, то можно считать, что коэффициент шума УПЧ Nупч1

ВЫБОР СХЕМЫ И ЭЛЕМЕНТНОЙ БАЗЫ ДЕТЕКТОРА И ВИДЕОУСИЛИТЕЛЯ

Для детектирования импульсных сигналов в основном применяется последовательная схема диодного детектора как наиболее простая и обеспечивающая широкую полосу пропускания. В качестве нелинейного элемента используется германиевый диод. Согласно техническому заданию на выходе радиоприемного устройства надо получить Um вых=5В. Необходимо определить коэффициент усиления импульсного усилителя: Kу=Umвых/Uвхд*Кд , где Uвхд = 1В-напряжение сигнала на входе детектора ,Кд=(0,4…0,5)- коэффициент передачи детектора

Ку=5/1*0,5=10

Так как выходное напряжение РПУ нужно получить на низкоомной нагрузке, то для согласования

необходимо использовать эмиттерный или стоковый повторитель с коэффициентом передачи Кэп=0,8, тогда окончательно коэффициент усиления импульсного усилителя:

К’у= Ку/Кэп=10/0,8=12,5 Принимаем К’у=13 . В качестве видео усилителя может быть применена ИМС серии КР 119 УН 1.

ВЫБОР СХЕМЫ И СПОСОБА РЕГУЛИРОВКИ УСИЛЕНИЯ.

РАСЧЕТ ЧИСЛА РЕГУЛИРУЕМЫХ КАСКАДОВ

И ПОСТОЯННОЙ ФИЛЬТРА АРУ.

Чтобы освободить оператора от операций регулировки усиления в условиях значительного динамического диапазона изменения уровня входного сигнала применяют АРУ, с помощью которой обеспечивают, необходимое для нормальной работы оконечных устройств, постоянство выходных сигналов.

В приемниках импульсных сигналов используют инерционные АРУ. Основное отличие импульсной системы от непрерывной состоит в том, что она содержит в цепи регулирования импульсный элемент, задачей которого является преобразование импульсного напряжения на выходе регулируемого усилителя в постоянное управляющее напряжение, пропорциональное уровню входных импульсных сигналов. Эта задача решается с помощью пикового детектора. С целью сохранения большей линейности регулировочной характеристики и уменьшения возможных нелинейных искажений сигнала целесообразно осуществить регулировку усиления первых каскадов усиления приемника, работающих с малым уровнем сигнала. Обычно регулируемыми являются первые каскады УПЧ. Требования к эффективности АРУ определяется заданием коэффициентов:

Dвх=Uвх.max/Uвх.min = 80 дб (10000) - динамический диапазон входного сигнала (3)

Dвых = Uвых.max / Uвых.min = 6 дб (2) - относительное, допустимое изменение амплитуды напряжения на выходе линейной части приемника. Необходимое изменение коэффициента усиления регулируемых каскадов: Dр.треб= Dвх - Dвых = 80 – 6 = 74 дб

Учитывая, что один каскад позволяет получить глубину регулировки до 25 Дб, выбираем число регулируемых каскадов р=3. Из соотношения Ез = Ко Um.вх.min = (3),где Um.вх.min - минимальная амплитуда напряжения на входе первого регулируемого каскада, при котором начинает работать система АРУ. Ез - напряжение задержки.

Um.вых.min - минимальная амплитуда напряжения на выходе последнего каскада, охваченного цепью регулирования системы АРУ при входном сигнале приемника, соответствующего его чувствительности:

Um.вх.min = U вх.упч = 8,1 мкВ=8,1*10В

Um.вых.min = Uвых.min= 5В

Далее необходимо найти напряжение задержки и коэффициент усиления.

Uвых.min = Ко U вх.упч,отсюда Ко = Uвых.min /U вх.упч=5/ 8,1*10= 617284

Ез = Ко Um.вх.min= 617284*8,1*10= 5В = Um.вх.min

Так как особые требования к динамическим свойствам АРУ не предъявляются, то выбираем простейшую однозвенную структуры АРУ. Теперь надо определить обобщенный параметр системы:

Мmax = p(1- 0.1p)( Up.max + Um.вых.min) /( Dвых-1)* Up.max * Um.вых.min

где Uрmax - максимальное регулирующее напряжение, которое подается на регулируемые усилители (УПЧ)

Up.max= Кд Uвых.max, где Кд - коэффициент передачи детектора. (1) Кд=1=Kару

Uвыхmax -максимальное изменение амплитуды сигнала на выходе.Так как Dвых = Uвых.max / Uвых.min = 6 дб=2, Uвых.min=5В

На выходе амплитуда сигнала максимально изменяется в 2 раза то есть Uвыхmax =10/2=5В , а Uвых.max= 10 В Uвыхmax=Uвыхmax -Uвых.min

Теперь можно вычислить U р max = 15 =5 В

Мmax = 3(1-0,1*3)(5+5) /(2-1)*5*5= 8,4

Длительность переходного процесса в системе АРУ:

ару =i *100 =100*2,8*10 =280*10с

где i - средний период следования импульсов (по Т.З. i =2,8*10)

Максимально допустимое значение постоянной времени фильтра цепи регулирования :

Тф( ару/2.3)(1 + Мmax)

Тф (280*10/2,3 )(1+ 8,4 ) = 0,56 мс

Проверка устойчивости системы АРУ:

Тф 2 Мmax =2*8,4*2,8*10= 47,04 мкс

Так как 47,04 мкс Тф0,56 мс, то система устойчива.

РАСЧЕТ ПРИНЦИПИАЛЬНОЙ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ СХЕМЫ

РАСЧЕТ ВХОДНОЙ ЦЕПИ.

В заданном диапазоне частот наиболее эффективным является полосно-пропускающий фильтр (ППФ), выполненный на полосковых линиях. Применение таких фильтров позволяет уменьшить габариты, вес и стоимость всего изделия. Для построения можно воспользоваться Чебышевской аппроксимацией частотной характеристики, поскольку она обеспечивает более крутые склоны , при меньшем числе звеньев фильтра , по сравнению с максимально плоской характеристикой Баттерборта. Суммарное затухание в полосе пропускания будет тоже наименьшим, что весьма важно для микрополосковых фильтров, активные потери которых относительно велики.

Исходные данные для расчета фильтра:

Средняя частота полосы пропускания fо=2 ГГц;

Полоса пропускания Ппр = fпр - f- пр= 2f пр= 0,06 ГГц

Затухание в полосе пропускания Ln (без учета активных потерь) Ln =1 Дб

Полоса заграждения П з = fз – f- з = 4 fпр= 0.12ГГц

Затухание на границах полосы заграждения Lз = 30 Дб

Волновое сопротивление подводящих линий Wо = 50 Ом

Толщина подложки h =1,0 мм с  = 9,6 - диэлектрическая проницаемость

Тангенциальный угол потерь tg = 10 ^-4 . Материал проводников - медь.

Далее требуется подсчитать число элементов «n» прототипной схемы ФНЧ:

n arch /arch(П з/ Ппр) (1)

n arch /arch(0.12/0.06) = arch62/ arch2=ln(62+ )/ln(2+ ) = 3.65

Полученный результат округляем до ближайшего целого n = 4.

Следовательно, необходимое число связанных четвертьволновых звеньев фильтра равно n + 1 = 5.

По справочнику (6) для значения Ln = bn = 1 Дб находим величину 1/ =2.66 и обобщенные параметры прототипа: q1 =2.0991; q2 =1.0644; q3 =2.8312; q4 =0.7892

qo = * Ппр /2*fo = 0.0472; qn+1= q5 = qo *1/= 0.0472 *2.66 = 0.1254

По формуле Аi = qo/ (1) определяем коэффиценты :

А1 = 0.0472 = 0.149

А2 = 0.0472 = 0.032

А3 = 0.0472 = 0.027

А4 = 0.0472 = 0.032

А5 = 0.0472 = 0.150

Рассчитываем волновые сопротивления связанных линий каждого i-го звена фильтра при четном W и нечетном W видах возбуждения. Результаты расчета приведены в табл. 1

W= Wo(1+ Аi+ Аi²) W= Wo(1- Аi+ Аi²) (1)

Используя полученные значения W и W, по графику 4.29 (1) находим отношения размеров МПЛ каждого звена (  /h); и соответствующую относительную ширину зазоров связанных линий ( S/h ). По графикам рис. 4.29 (б) (1) находим эффективную диэлектрическую проницаемость МПЛ каждого звена э и с ее помощью находим liэ

lio = о/4эi (1)

где с= 3*10¹⁰ см/с - скорость света в воздухе

lio -длина отрезков для каждого звена фильтра

Полученные значения lio необходимо скорректировать на величину li, определяемую по рис.3.40 (1) и учитывающую влияние концевой емкости разомкнутого конца четвертьволнового отрезка МПЛ. Так как сосредоточенная концевая емкость увеличивает эффективную длину линии на величину l , зависящую от размеров МПЛ, поэтому физическая длина li= lio - li (1). Расчетное значение li заносим в табл.1

Величину (/h ) =0.97 находим по графику 4.29(a)(1) для значений W = W = Wo = 50 O м

и ( S/h ) i . Абсолютные значения i и Si находим через толщину подложки МПЛ «h», где h = 1мм. Далее по полученным результатам составляем топологическую схему ППФ, которая приведена на рис.2

Перейдем к расчету суммарного затухания ППФ в полосе пропускания. Поскольку геометрические размеры микрополосковых резонаторов фильтра близки между собой, полагаем их ненагруженные добротности Qo одинаковыми и потери рассеяния фильтра в середине Ппр Lo = 4.34*fo / (Ппр*Qo) (1)

где n = 4 -число элементов фильтра

q i -обобщенные параметры для каждого элемента фильтра

Qo - собственная ненагруженная добротность одиночного элемента фильтра

fo = 2ГГц - средняя частота Ппр фильтра . Ппр =0.06ГГц -полоса пропускания

ТАБЛИЦА 1

Добротность Qo определяем для четвертьволновых резонаторов одинаковых между собой крайних звеньев фильтра, пологая резонатор несвязанным: Qo= *Qпд (1) , где -коэффициент, учитывающий снижение добротности резонатора, из-за потерь на излучение с разомкнутого конца резонатора;

Qпд = Qn –добротность , определяемая диэлектрическими потерями в подложке (для высококачественных диэлектриков, имеющих tg = 10^-4 ):

Qn= *W* эi */6 (1) , где  - ширина проводника резонатора, м; W - волновое сопротивление МПЛ,Ом; = 5.8 *10⁷См/м - удельная проводимость проводника из меди.

fo=2ГГц-средняячастота Находим волновое сопротивление МПЛ для крайнего резонатора W = (314/)*(1 + /h)=314/ * (1+0.95) = 52 Ом где  =9.6-диэлектрическая проницаемость подложки из поликора. (/h) = 0,95 - отношение размеров МПЛ крайнего резонатора

Теперь можно найти Qп, но сначала определим э -эффективную диэлектрическую проницаемость среды в МПЛ:

э = 0,5(1 + ( - 1)/) (1)

э = 0.5( 1+ 9.6(9.6-1)/

Qп = 0.95*10^-3*52**/6 = 228 = Qпд

Определяем значение коэффициента, учитывающего снижение добротности из-за потерь на излучение:

=1 – 5,04*10⁴( h/)^1.8((э+1)/ э – (э-1)²/2ээ*ln(э +1)/(э-1))*1/W

где h = 1мм-толщина подложки

= c/fo = 150 мм - длина волны в воздушном пространстве

W = 52 Ом - волновое сопротивление

= 1- 5.04*10⁴(1/150)^1,8((6.6+1)/6.6-(6.6-1)²/(2*6.6*)*ln(+1)/ (-1))*1/52 = 0.95

Отсюда имеем Qо= * Qпд =0,95 * 228=218

Теперь можно найти потери рассеяния фильтра

Lo = (4.34*2/0.06*218)(2.0991+1.0644 +2.8312 +0.7892) = 4.5 дб

Потери рассеяния фильтра на границах Ппр найдем из соотношения : Lогр=(2…3) Lo = 2,5*4,5 = 11,25 дб (1)

Суммарное затухание фильтра на границах Ппр: L = 1 + 11,25 = 12,25 дб

Вид Чебышевской характеристики фильтра на рис.3

РАСЧЕТ СМЕСИТЕЛЯ.

В современных радиоприемных устройствах СВЧ диапазона в качестве преобразователя частоты применяют в основном двухдиодные балансные смесители (БС). Основным их достоинством является способность подавлять шум АМ-колебаний гетеродина, что очень важно для получения низкого коэффициента шума. Балансный смеситель работает так же при меньшей мощности гетеродина, имеет повышенную помехоустойчивость к сигналам помех определенных частот и позволяет уменьшить мощность гетеродина, просачивающуюся в антенный тракт. В проектируемом приемнике в качестве смесителя выбираем схему БС на диодах с барьером Шоттки (ДБШ), при этом основными параметрами, характеризующими диод является Lпрб = Рс/Рпч- потери преобразования диода, характеризуют уменьшение мощности сигнала (Рс) при его преобразовании в сигнал промежуточной частоты (1)

nш = Pш.вых / Пп*k*To (1) -шумовое отношение, характеризует мощность выходного шума диода (Рш вых) на промежуточной частоте (с учетом шума источника сигнала) по сравнению с мощностью шума обычного резистора.

Nсд = Pш.вых Lпрб / Пп*k*To = Пп*k*To* nш *Lпрб / Пп*k*To = nш *Lпрб (1) -коэффициент шума диодного преобразования.

В качестве смесительного диода выбираем диод типа АА112Б, имеющего следующие пара метры:

Lпрб6 дб ; rвых= 440….640 Ом ; Рг= 3 мВт

Fорм=Lпрб(nш+0,41) 7дб - нормированный коэффициент шума диода (1)

Схема БС включает в себя два диода и элемент связи с источником сигнала гетеродином, который выполняется в виде четырехплечевого СВЧ моста.

Работа БС основана на ровном распределении мощности сигнала (Рс) и гетеродина (Рг) между диодами, но с определенным фазовым сдвигом. На выходе БС происходит суммирование сигналов, преобразованных диодами и подавление шумов преобразования . Схема БС приведена на рис. 4. В качестве элемента связи и делителя мощности Рс и Рг используем направленный ответвитель типа «тандем», который соединен с БС с помощью несимметричной МПЛ, волновое сопротивление которое рассчитывается по формуле:

Zo= 377h/э (1+1.735^-0.0724(/h)^-0.836), Ом

Для согласования диода с подходящей МПЛ используем четвертьволновые шлейфы Ш1 иШ2 , а для развязки между цепями сигнала, гетеродина и промежуточной частоты шлейфы Ш3 и Ш4. Расстояние от точки ввода колебаний сигнала и гетеродина до отвода диодов и включение диодов обеспечивает противофазное действие колебаний гетеродина на диоды и противофазное прохождение колебание сигнала за счет встречного включения диодов, в результате на выходе БС точки, вызванные шума гетеродина будут скомпенсированы, а токи частотами кратными частотами сигнала и гетеродина, замкнутыми через Ш3 и Ш4; т.е. не будут проходить на выход преобразователя. Контуры С1L1 и С2L2 представляют собой два ФНЧ , выполняемые в виде трансформаторов сопротивлений с Чебышевской характеристикой . Индуктивности L3 и L4 предназначены для цепи короткого замыкания токов диодов. Сложение преобразованного сигнала ПЧ происходит через конденсаторы С3 и С4. В качестве несимметричной МПЛ применена полосковая линия с волновым сопротивлением 50 Ом, тогда в соответствии с графиком рис.3.25 (1) при  =9.6 имеем соотношение размеров (о /h )=1,то есть при h=2мм ширина полоски о =2мм.

Делитель мощности выполнен на направленном ответвителе (HO) типа «тандем», два делителя которого с боковой связью и переходным затуханием 8.34 дб дают возможность реализации 3х-децибельного тандемного НО. Расчет такого НО сводится к расчету геометрических размеров связанных линий на подложке с = 9.6 при величине переходного затухания 8.34 дб. По графику рис. 11.10 (4) находим соотношение размеров (/h)=0.77 и S /h=0.18, где h=2мм -толщина подложки. Отсюда имеем :

= 0,77*2 = 1,54 мм; S = 0,18*2 = 0,36 мм

 - ширина МПЛ в области связи, S- расстояние между связанными МПЛ.

Длина МПЛ в области связи равна о /4 , где :

о = оК / - длина волны в несимметричной МПЛ

о = с / fср - длина волны в свободном простран