Скачать

Аналогові електронні пристрої

Зміст

1. Задача №1. Однокаскадний підсилювач

Графоаналітичний розрахунок робочого режиму

Розрахунок параметрів транзистора

Розрахунок кіл зміщення каскаду

2. Задача №2. Підсилювач потужності середнього класу якості

Вибір схеми підсилювача

Висновок

Література

Додатки

1. Задача № 1. Однокаскадний підсилювач

Завдання:

Розрахувати каскад підсилення на біполярному транзисторі за параметрами:

діапазон частот підсилювальних коливань 20Гц...12 кГц;

опір навантаження Rн = 5 кОм;

напруга джерела живлення Ек = 15,0 В;

опір резистора навантаження Rк = 1,0 кОм;

амплітуда змінного струму бази Іmб = 0,045 мА;

допустима потужність розсіювання на колекторі Рк. макс = 240 мВт.

Рисунок 1.1 - Схема каскаду підсилення, що розраховується.

Аналіз схеми. Каскад підсилення, що наведено на рис.1.1, є підсилювачем напруги. Вихідна напруга з'являється внаслідок протікання колекторного струму і_к по резистору навантаження Rн (перетворення струму у напругу). Вхідна змінна напруга Uвх подається через розділювальний конденсатор Ср1 на перехід база - емітер, вона змінює струм бази і_б, якій викликає набагато більший струм і_к, котрий викликає падіння напруги і_к Rн.

Транзистор ввімкнутий за схемою зі спільним емітером: джерело сигналу, емітер та навантаження каскаду мають спільну точку. Схема містить кола живлення з фіксованою напругою Uбе й емітерну стабілізацію робочої точки, яка ґрунтується на послідовному негативному зворотному зв’язку НЗЗ через резистор Rе. Напруга U_R2 >U_Rе на 0,1...0,5В, і транзистор відкритий, тобто перехід база-емітер зміщені у прямому напрямку при відсутності вхідного сигналу. Конденсатором Се заблоковано резистор Rе за змінним струмом. Місцевий НЗЗ, потрібний для стабілізації показників підсилювача та зниження спотворень.

Розрахунок схеми вибираємо графоаналітичний метод розрахунку робочого режиму транзистора.

Графоаналітичний розрахунок робочого режиму

За початковими даними вибираємо транзистор виходячи з того, що пряма навантаження на вихідних характеристиках повинна перетинати сімейство тих характеристик, що забезпечують потрібний розмах вхідного струму. Один з таких транзисторів - КТ 312А. Його параметри:

I_{k max} = 30 mA.

U_{кэ max} = 20 В.

U_{кб max} = 20 В.

P_{к max} = 225мВт.

h_21э = 10 - 100.

f_гр = 300 МГц.

1. Схема використовується для підсилення малих сигналів без спотворень. Напруга змінного сигналу може мати як позитивне, так і негативне значення. Тому й при рівному нулю вхідному сигналі (режим спокою) у транзисторі повинні існувати струми бази та колектора, а для розрахунку робочого режиму транзистора потребуються сімейства вхідних і вихідних характеристик. Які для даного транзистора приведені в додатку А.

2. На сімействі вихідних ВАХ наводимо криву максимально допустимої потужності. Для цього надаємо різні значення Uке в межах значень наведеної характеристики, обчислюємо струм колектора за формулою:

Iк = Р_{к. макс} / Uке. (1.1)

та з’єднуємо отримані точки.

3. Хід навантажувальної прямої за постійним струмом і положення робочої точки визначається точкою Ек на вісі абсцис, при цьому пряма перетинає вісь ординат в точці за формулою:

. (1.2)

Через ці позначені точки необхідно провести пряму навантаження.

Опір Rе потрібно визначити виходячи з таких міркувань. Для підвищення коефіцієнта стабілізації збільшують Rе наскільки дозволяє джерело та зменшують

Rб = R1/R2 (1.3)

Але при малому Rб зростає струм споживання транзистора та погіршуються його енергетичні показники. Як правило,

U_Rе = (0,15…0,2) ∙ Ек. (1.4)

U_Rе = 0,2 ∙ 15 = 3 В.

Орієнтуючись на типовий режим транзистора Uке = 5В,

Ік_о = Іе = 1…5 мА.

Приймаємо значення Ік_о = 5мА і визначаємо Rе за формулою:

Rе = U_Rе / Іе. (1.5)

Rе = 3/5 ∙10^-3 = 600 Ом.

Отже із ряду номіналів Е24 приймаємо резистор рівний 600 Ом.

Визначаємо його потужність

P_R = I² ∙ R (1.6)

P_Rе = (5 ∙10^-3)2 ∙ 600 = 0,015 Вт.

Приймаємо потужність резистора рівною 0,125 Вт.

За формулою 1.2 розраховуємо Iк

= 9,4 мА.

та відмічаємо Ік на графіку 1 (додаток А), будуємо навантажувальну пряму.

4. Обираємо на навантажувальної прямої положення робочої точки спокою А так, щоб забезпечити задану зміну змінної складової струму бази Іmб в позитивному та негативному напрямках. Робоча точка визначить постійну складову струму бази Іб_о, яка дорівнює 150 мкА ₍струм бази в режимі спокою), постійну складову струму колектора Ік_{о (}струм колектора в режимі спокою), постійну складову напруги на колекторі Uке_о (наруга спокою на колекторі), яка дорівнює 12 В.

5. Амплітуда змінної складової струму колектора

Іmк = (Ік макс - Ік мін) / 2 (1.7)

Іmк = (7 - 3,5) / 2 = 1,75 мА.

6. Амплітуда змінної напруги на навантаженні

Um _н = Іmк ∙ Rк. (1.8)

Um _н = 1,75 ∙10^-3 ∙ 1 ∙ 10³ = 1,75 В.

7. Коефіцієнт підсилення за струмом

К_І = Іmк / Іmб. (1.9)

К_І = 1,75 ∙10^-3/45 ∙10^-6 = 39.

8. Вихідна потужність

Рвих = 0,5 ∙ Іmк ∙ Um _н. (1.10)

Рвих = 0,5 ∙ 1,75 ∙10^-3 ∙ 1,75 = 1,53 мВт.

9. Потужність, що споживається в колекторному колі

Рспож = Ек ∙ Іко. (1.11)

Рспож = 15 ∙ 5 ∙ 10^-3 = 0,075 Вт.

10. ККД колекторного кола

h = Рвих /Рспож ∙ 100%. (1.12)

h = (1,53 ∙10^-3/0,075) ∙ 100 = 2,04%

11. На вхідній ВАХ, графік 2 додаток А, позначаємо точку А, котра відповідає Іб_о, і за графіком знаходимо Uбе_о = 0,7 В, а для значень Ібмакс і Іб мін (точка Б і В на графіку) - відповідно Uбе макс = 0,77 В і Uбе мін = 0,71 В.

12. Амплітуда вхідної напруги

Umб = (Uб макс - Uб мін) /2. (1.13)

Umб = (0,77 - 0,71) / 2 = 30 мВ.

13. Коефіцієнт підсилення за напругою

К_U = Um _н / Umб. (1.14)

К_U = 1,75/0,03 = 58,3.

14. Коефіцієнт підсилення за потужністю

К_Р = К_І ∙ К_U. (1.15)

К_Р = 39 ∙ 58,3 = 2275.

15. Вхідна потужність

Рвх = 0,5 · Іmб · Umб. (1.16)

Рвх = 0,5 · 0,045 ∙10^-3 · 0,03 = 0,675 мкВт.

16. Вхідний опір

Rвх = Umб / Іmб. (1.17)

Rвх = 0,03/0,045 ∙10^-3 = 667 Ом.

Розрахунок параметрів транзистора

1. Для отриманих значень Uке_о і Ік_о визначимо h - параметри транзистора:

а) h_{21е -} коефіцієнт передачі струму в режимі к. з. на виході для змінного струму за точками Г і Д на графіку 1 додаток А:

h_21е= b = DІк/ DІб (1.18)

при Uке=соnst;

h_21е = 12∙10^-3/0,2∙10^-3 = 60;

б) h_{22е -} вихідну провідність транзистора в режимі х. х. на вході для змінного струму за точками Е і Ж на тому ж графіку:

h_22е = DІк / DUке (1.19)

при Іб = соnst;

h_22е = 2 ∙ 10^-3/5 = 0,4 мСм;

в) h_{11е -} вхідний опір транзистора в режимі к. з. на виході для змінного струму за точками М і Н на графіку 2 додаток А:

h_11е = DUбе / DІб (1.20)

при Uке = соnst;

h_11е= 40 ∙ 10^-3/50 ∙ 10^-3 = 800 Ом;

г) S - крутизну характеристики транзистора:

S = h_21е / h_11е; (1.21)

S = 60/800 = 0,075

д) Rвих - вихідний опір:

Rвих = 1/h_22е. (1.22)

Rвих = 1/0,4 ∙ 10^-3 = 2500 Ом.

2. Визначимо параметри каскаду за приблизними формулами та порівняємо з результатами графоаналітичного розрахунку:

К_І = h_21е ∙ Rвих / (Rн + Rвих); (1.23)

К_І = 60 ∙ 2500/ (5 ∙ 10³ + 2500) = 50;

за результатами графоаналітичного розрахунку К_І = 39;

Rвх = h_11е = 800 Ом;

за результатами графоаналітичного розрахунку Rвх = 667 Ом;

К_U = h_21е ∙ Rн / Rвх; (1.24)

К_U = 60 ∙ 1 ∙ 10^3/800 = 75

за результатами графоаналітичного розрахунку К_U = 147

Кр = К_І ∙ К_U (1.25)

Кр = 50∙ 75 = 3750.

Розрахунок кіл зміщення каскаду

1. Струм подільника R1 // R2

Іпод = Ек / (R1+R2) » 10 ∙ Іб_{о. (}1.26)

Іпод » 10 ∙ 0,8 ∙ 10^-3 = 0,8 мА

2. Опір резистора R2

R2 = (U_Rе + Uбе_о) / Іпод. (1.27)

R2 = (3 + 0,74) / 0,8 ∙ 10^-3 = 4,675 кОм.

Із ряду номіналів Е24 приймаємо резистор рівний 3,3 кОм.

Визначаємо його потужність за формулою 1.6

P_R2 = (0,8 ∙ 10^-3)2 ∙ 4,675 ∙ 10³ = 0,003 Вт.

Приймаємо потужність резистора рівною 0,125 Вт.

3. Опір резистора R1

R1= Ек / Іпод - R2. (1.28), R1= 15/0,8 ∙ 10^-3 - 4,675 ∙ 10³ = 14,075 кОм.

Із ряду номіналів Е24 приймаємо резистор рівний 14 кОм.

Визначаємо його потужність за формулою 1.6

P_R1 = (0,8 ∙ 10^-3)2 ∙ 14 ∙ 10³ = 0,009 Вт.

Приймаємо потужність резистора рівною 0,125 Вт.

4. Ємність, що шунтує резистор Rе

Се ³ 1/2 ∙ p ∙ ¦_н ∙ R1 // R2 // h21е ∙ rе,

де вхідний опір з боку бази r_е = 25/Ік = 5

Се > (1.29)

Се > = 29 × 10^-6 Ф

Із ряду номіналів Е24 в більшу сторону приймаємо ємність рівною 30 мкФ

5. Вхідна та вихідна ємність зв’язку розраховується на нижній граничній частоті

С_р1 = 1/ 2p¦_н R1 // R2 // (h_21е (r_е +Rш)).

Ср1 =

Ср1= = 29 × 10^-6 Ф

Із ряду номіналів Е24 в більшу сторону приймаємо ємність рівною 30 мкФ

Ср2 >

Ср2 = = 1,59 (мкФ)

Із ряду номіналів Е24 в більшу сторону приймаємо ємність рівною 1,6 мкФ

2. Задача № 2. Підсилювач потужності середнього класу якості

Завдання.

Розрахувати підсилювач потужності середнього класу якості.

Вихідні дані:

потужність на виході Rн = 50 Вт,

опір навантаження R_Н = 8 Ом,

напруга сигналу на вході U_ВХ = 1,8 В,

нижня гранична частота f_Н = 20Гц,

гранична частота транзисторів f_a³ 3 МГц,

режим АВ, напруга живлення - симетрична.

Вибір схеми підсилювача

Згідно до вимог, які ставляться до підсилювачів середнього класу якості, складемо таку схему (рис.2.1): вхідний каскад - диференційний на транзисторах VT1 і VT2 (відмінна стабільність за постійним струмом, між каскадами не потрібні розділювальні конденсатори, два входи), проміжний каскад - підсилювач зі СЕ на транзисторі VT3, вихідний каскад - двотактний емітерний повторювач на транзисторах VT4 і VT5, між базами яких включені діоди VD1…VD3 для зміщення каскаду в стан провідності (для поліпшення температурної компенсації діоди повинні мати тепловий контакт з вихідними транзисторами), режим роботи АВ, вихідна напруга надходить в коло зворотного зв’язку R4, R5, C2 (наявність С2 означає, що коефіцієнт зворотного зв’язку за постійним струмом дорівнює одиниці, це мінімізує дрейф і гарантує зневажено мале значення постійної напруги на виході підсилювача - тому не потрібні конденсатори на виході). За допомогою резисторів R7, R8 виконується невеликий зворотній зв’язок за струмом, який поліпшує стабільність за постійним струмом.

Рисунок 2.1 - Схема підсилювача потужності з НЗЗ.

Розрахунок схеми:

1. Визначаємо за невеликим запасом потужність, яку повинні віддавати транзистори обох плеч каскаду

Р~³ 1,1· Рн. (2.1)

Р~³ 1,1· 50 ³ 55 Вт.

Приймаємо потужність, яку повинні віддавати транзистори обох плеч каскаду Р~= 60 Вт.

2. Потрібна амплітуда напруги на навантаженні

(2.2)

= 31 В.

3. Максимальній вихідний струм (струм колектора)

(2.3)

= 3,9 А.

4. Потрібна напруга живлення

(2.4)

= 64 В.

де U_{к min} - напруга на колекторі, що відповідає початку лінійної частки характеристик колекторного струму. Приймаємо U_{к min} = 1,0 В.

5. Вибираємо потужні транзистори протилежного типу провідності (так звану комплементарну пару) VT4 і VT5 за потужністю Р~і . За довідковими даними позначаємо середнє значення b_о. Транзистори, які можуть бути використані в даній схемі - це КТ 816В та КТ 817В, їхні параметри: КТ 818АКТ 819А

Pк max = 25 Вт,Pк max = 25 Вт,

U_кбо = 60 B,U_кбо = 60 B,

h_21е ³ 25,h_21е ³ 25,І_КМ = 3А, І_КМ = 3А,

f_a³ 3 МГц, f_a³ 3 МГц,

тир p-n-pтир n-p-n

Приймаємо середнє значення b_о рівним 25 для VT4 і VT5.

6. Підсилювач класу АВ повинен мати достатньо великий струм спокою у момент переходу сигналу через нуль, тобто тоді протягом деякого інтервалу часу обидва транзистори находитимуться у стані провідності, що забезпечується за допомогою діодів VD1…VD3 зміщених у прямому напрямку. Вони повинні забезпечити потрібну напругу зміщення DU. Яка створюється сумою напруг база-емітер U_бе обох транзисторів VT4 і VТ5 і Іо (R7 + R8), тобто DU = 2U_бе + Іо (R7 + R8). Звичайно приймають для потужних транзисторів U_бе = 0,6В (кожному транзистору потрібні 0,6 В на переході база-емітер для того, щоб через нього протікав помітний струм).

Струм спокою Іо слід вибрати з мінімуму перехідних нелінійних спотворень. Якщо потужність на гучномовці обмежена 1 Вт, то Іо = 5…10 мА. Для потужності 10…30 Вт - Іо = 40…60 мА. Тому обираємо струм спокою рівний Іо = 60 мА. Опір резисторів R7,R8 вибирають не більш як декілька ом або менше, а падіння напруги на них дорівнює не більш декількох частин вольта. Разом з тим вони ввімкнути послідовно з Rн і тому зменшують потужність, яка віддається в навантаження. Виходячи з цього доцільніше прийняти Іо (R7 + R8) = U_бе= 0,6В і визначаємо R7 = R8, тобто

R7 = R8 = U_бе / Іо × 2 (2.5)

R7 = R8 = 0,6/ (100 × 10^-3 × 2) = 3 Ом.

Із ряду номіналів Е24 приймаємо резистори рівні 3 Ом.

Приймаємо потужність резисторів рівною 0,125 Вт.

Для роботи транзисторів VT4 і VТ5 потрібні 0,6 В на переході база-емітер, для цього потрібні три діоди, кожен з котрих дає Uд = 0,6 В.

7. Вибираємо діоди 2Д 106А. Находимо з ВАХ (додаток Б)

струм Ід = 20 мА, який потрібен для отримання Uд.

8. Вхідний сигнал до двотактного каскаду знімається з колектора проміжного каскаду на VT3, у якому R6 є колекторним резистором і формує струм Ід для зміщення діодів, тому струм спокою VT3 І₀₃ = Ід = 20 мА, а на резисторі R6 падає приблизно “-Еж". Визначаємо опір резистора

R6 = Еж / Іоз. (2.6)

R6 = 64/0,02 = 3,2 кОм.

Із ряду номіналів Е24 приймаємо резистор рівний 3,24 кОм.

9. За номінальним вихідним струмом і середнім коефіцієнтом підсилення за струмом b₀ вибраних транзисторів VT4, VT5 струм колектора VT3.

(2.7)

0,156 А.

10. Потужність, яка розсіюється транзистором VT3 у режимі спокою,

Р₃ = Е_ж × І₀₃. (2.8)

Р₃ = 64 × 0,02= 6,4 Вт.

Вибираємо транзистор VT3 за критерієм надійності. ГТ 406В

Pк max = 10 Вт,

U_кбо = 80 B,

h_21е ³ 30,І_КМ = 5А,

f_a³ 3 МГц,

тир p-n-p

Позначаємо b₃ = 25

11. База транзистора VT3 приєднана до колектору VT1, тому резистор R2 треба вибрати таким, щоб струм спокою VT1 створював падіння напруги U_R2 = U_Д, тоді струми І_К1 і І_К2 диференційної пари будуть рівні між собою. Виходячи з цього U_R2 = U_д = 0,6 В. Вибираємо значення струмів І_К1 = І_{К2 (}диференціальний каскад працює з малими струмами, наприклад 1 мА), тоді визначаємо:

R2 = U_R2/І_{К1. (}2.9)

R2 = 0,6/1× 10^-3 = 600 Ом.

Із ряду номіналів Е24 приймаємо резистор рівний 620 Ом.

Приймаємо потужність резистора рівною 0,125 Вт.

12. Потенціал емітерів VT1,VT2 в режимі спокою можна прийняти рівним нулю, тоді струм

Іе = Іе₁ + Іе₂ = (-Еж) / R3. (2.10)

Звичайно:

Іе @ І_К1 + І_К2 (2.11)

Іе = 1 ∙ 10^-3 + 1 ∙ 10^-3 = 2 мА

Визначаємо R3 за формулою:

R3 = (-Еж) / Іе. (2.11), R3 = 64/2 ∙ 10^-3 = 32 кОм.

Із ряду номіналів Е24 приймаємо резистор рівний 32,4 кОм. Приймаємо потужність резистора рівною 0,125 Вт.

13. Для забезпечення міцності на пробій VT1 і VT2 слід вибрати транзистори, які мають:

U_ке ³ 2 × Еж, (2.12)

U_ке ³ 2 × 64 ³ 128 В.,

малий тепловий струм і достатнє високий коефіцієнт. За даними параметрами вибираємо транзистори КТ 630В.

U_{ке max} = 150 B,

h_21е = 40...120,І_КМ = 1 А,

f_a³ 3 МГц,

Визначаємо середній коефіцієнт підсилення транзисторів:

b₁ = b₂ = (40 + 120) / 2 = 80.

14. Коефіцієнт підсилення підсилювача по напрузі:

(2.13)

= 11,1.

15. Для сигналу коефіцієнт зворотного зв’язку b_зз = R5/ (R4+R5). Треба вибрати опір R4. Звичайно для симетричної роботи диференціального підсилювача опори баз VT1 і VT2 повинні бути рівними, тобто R4 = R1. Паралельне з’єднання R1 та опір з боку бази VT1 визначає вхідний опір підсилювача. З цих умов вибираємо R4 = R1 = 50…100 кОм.

Із ряду номіналів Е24 приймаємо резистори номіналом 50 кОм.

Приймаємо потужність резисторів рівною 0,125 Вт, тому, що через них протікають малі струми.

Тоді:

R5 = R4/ (К_u - 1). (2.14)

R5 = 50 × 10^3/ (11,1 - 1) = 5 кОм.

Струми через резистор протікають не значні, тому приймаємо його потужність рівною 0,125 Вт.

16. Ємність конденсатора кола зворотного зв’язку С2 розраховується виходячи з нижніх граничних частот f_Н

(2.15)

= 1,59 мкФ.

Із ряду номіналів приймаємо конденсатор рівний 2 мкФ.

17. Ємність розділювального конденсатора визначається з умови:

1/wC1 = Rвх / 10, (2.16)

де Rвх @ R1, звідси:

(2.17)

= 0,16 мкФ.

Із ряду номіналів приймаємо конденсатор рівний 2 мкФ.

Аналіз схеми. Коло ЗЗ розімкнуто у точці В, а правий вивід R4 заземлений. Вхідний опір підсилювача визначається паралельним з’єднанням опору R1 і вхідному опору транзистора VT1, який складається з збільшеного в h_21е разів власного емітерного опору r_е плюс опір з боку емітера VT2 з урахуванням кола ЗЗ (R5):

, (2.18)

де r_е = 25/Ік (мА).

Rвх = 80 × (2 × (25/5) × 10^-3 + 5 × 10^3/80) = 5 × 10³ Ом.

Вихідний опір підсилювача:

R_вих = (Rе / h_21е + R7). (2.19)

де опір Rе = R6, тому що на вихідні транзистори практично працює джерело з опором R6 (опір колектора VT3 значний).

R_вих = (3,2 × 10^3/25+ 3) = 131 Ом.

Опір навантаження диференційного каскаду визначається паралельним з’єднанням R2 і вхідним опором з боку Rбе транзистора VT3. Тоді коефіцієнт підсилення диференціальної пари

,

К_д = (2.20)

де r_е3 = 25/Іо₃ = 25/20 = 1,25 Ом,

а вхідний опір з боку бази VT3

Rвх = h_{21е ×}r_{е3. (}2.21), Rвх = 25 × 1,25 = 31,25 Ом.

Підставляємо дані значення в формулу (2.20)

К_д = = 11,88

Коефіцієнт підсилення проміжного каскаду.

Кз = R6/r_е3. (2.22)

Кз = 3,2/1,25 = 2,56.

У точці спокою повний коефіцієнт підсилення становить

Кп = Кд × Кз. (2.23)

Кп = 11,88 × 2,56 = 30,4.

Зауважимо, що К₃ залежить від струму Ік₃, тому він змінюється при зміні сигналу.

Коло ЗЗ замкнено. Коло ЗЗ являє собою подільник напруги з відношенням плечей b_ЗЗ. Тоді коефіцієнт підсилення у петлі ЗЗ

К = Кп × b_ЗЗ. (2.24)

К = 30,4 × 25 = 760

Вхідний імпеданс збільшується у (1+К) разів і визначається паралельним з’єднанням опору (1+К) × Rвх та R1:

Rвх₃₃ = (1+ К) × Rвх × R1/ (К × Rвх+ R1). (2.25)

Rвх₃₃ = = 16,1кОм.

Можна вважати, що вхідний опір визначається резистором зміщення R1.

Вихідний опір, навпаки, зменшується у (1+К) разів. Тоді:

Rвих_ЗЗ = Rвих / (1 + К). (2.26)

Rвих_ЗЗ = 131 (1 + 760) = 0,17.

Коефіцієнт підсилення:

Кп_зз= Кп / (1+К). (2.27)

Кп_зз= 30,4/ (1 + 760) = 0,039.

Висновок

В даній розрахунково-графічній роботі при графоаналітичному методі розрахунку робочого режиму транзистора, задача 1, присутні деякі розбіжності, що внеслися при побудові графіків. З розрахунку підсилювача напруги та підсилювача потужності ми дійшли висновку, що на АЧХ підсилювачів на низький частотах найбільше впливають розділювальні ємності та конденсатор Се. Місцевий НЗЗ, потрібний для стабілізації показників підсилювача та зниження спотворень. Розрахункові дані дозволяють висловить, що негативний зворотний зв’язок істотно поліпшує характеристики підсилювача, в першу чергу зростає стабільність підсилювання.

Також, для розрахунку багатокаскадного підсилювача можна, не використовуючи вихідні характеристики транзисторів. Коефіцієнт підсилення обраховується виходячи з параметрів зворотного зв'язку, що значно зменшує клопоти з графічною частиною роботи, або взагалі їх виключає. Таке схематичне рішення, яке обране для роботи є далеко не оптимальним, мається на увазі малі місцеві негативні зворотні зв'язки, що робить схему нестабільною. Вмикати таку схему без загального НЗЗ (R4, R5) взагалі немає ніякого сенсу, бо вона просто не працюватиме, перейшовши в режим насичення одного з вихідних транзисторів. Як показують результати симуляції, робота підсилювача набагато лінійніша, що пояснюється меншою кількістю конденсаторів у схемі та наявністю НЗЗ.

Література

1. Терещук П.М. и др. Полупроводниковые приемно-усилительные устройства Справочник радиолюбителя. - К.: Наукова думка, 1987. - 801с.

2. Брежнева К.М. и др. Транзисторы Для Аппаратуры Широкого Применения., - М.: Радио и связь, 1981. - 658 с.

3. Москатов Е.А., Справочник по полупроводниковым приборам - М.: Журнал “Радио”, 2005. - 208 с., ил. М.: Связь, 1977. - 359 с.

4 ГОСТ 2.417-68. Правила выполнения чертежей печатных плат. - 17 с.

5. Войшвилло Г.В. Усилительные устройства., - М.: - М.: Радио и связь, 1983. - 264 с.

7. Титце У. Шенк К. Полупроводниковая схемотехника: Справ. руко-водство: Пер. с нем. - М.: Мир, 1983. - 512 с.

8. Проектирование усилительных устройств: Учеб. пособие / Под ред. Н.В. Терпугова. - М.: Высш. шк., 1982.

Додатки