Скачать

Аналитические весы

СОСТОЯНИЕ ИЗУЧЕННОСТИ ВОПРОСА

Идея создания электронных лабораторных весов аналитичес-

кого класса точности (до 0.0001 г) возникла после посещения нами

презентации Казахстанского представительства фирмы "Metler-Tolledo"

(США-Швецария), проведенной в городе Рудный в мае 2000 года на

базе акционерного общества Соколовско-Сарбайское горно-производ-

ственное объединение (АО ССГПО).

Представленные на ней аналитические электронные лабораторные

весы имели очень высокую стоимость и, по понятным причинам, не мог-

ли быть приобретены нами. У персонала презентующего продукцию этого

всемирно известного производителя весов нам удалось установить толь-

ко то, что измерительный узел представляет собой тензодатчик вы-

сокой точности, стоимость которого составляет 3/4 всего изделия.

Точность - это визитная карточка данной фирмы, так например у

закупленных АО ССГПО железнодорожных весов точность составляет

400 грамм, которая при существующих требованиях стандарта к точ-

ности данного класса весов в 1% представляется просто фантастичес-

кой.

Объем литературных источников по этому вопросу весьма скуден

и ограничен, в основном, общими знаниями. Из работы (1) мы выяс-

нили, что тензодатчик аналитического класса точности представляет

собой объемную конструкцию из шайб сплавов редких и драгоценных

металлов, обладающих свойством изменения электрических параметров,

например сопротивления, при малейших механических воздействиях

на них. Весьма непростыми являются при этом и устройства измере-

ния, так как определяемый параметр изменяется не только от меха-

нического воздействия, но и от целого ряда других параметров, са-

мым определяющим из которых является температура. Мы смогли най-

ти только тензорезисторы, изготовленные из меди, которые обладают

недостаточной чувствительностью к небольшим изменениям внешнего

давления на них, поэтому от этого подхода мы отказались сразу.

Малопривлекательными для изготовления в условиях школы по-

казались нам и электронно-механические виды аналитических весов,

в которых система противовесов и кодовых шкал с компенсторами (1)

просто не могла быть воспроизведена вне лаборатории точной ме-

ханики и оптики.

В процессе анализа литературных источников нам пришла идея

использования для взвешивания силы взаимодействия магнитного и

электрических полей. Так например, если на магните расположить

катушку, на которую положено взвешиваемое вещество, то при про-

пускании через нее постоянного тока, заранее определенной поляр-

ности, вокруг катушки возникает противоположно направленное элек-

трическое поле и при определенной величине тока вес вещества бу-

дет преодолен и нам остается только выполнить исследование зависи-

мости вес - величина электрического тока.

Однако весы данной конструкции имеют один недостаток - не-

возможность взвешивания материалов обладающих магнитной индукци-

ей, например железных стружек, но список таких материалов незначи-

телен и им можно пренебречь.

СТРУКТУРА ПРЕДЛАГАЕМЫХ ЭЛЕКТРОННЫХ АНАЛИТИЧЕСКИХ ВЕСОВ

Структура электронных аналитических весов с магнитно-элек-

рическим датчиком веса должна безусловно включать в себя микро-

контроллер для обеспечения быстрого подбора значения электричес-

кого тока, достаточного для преодоления веса. В настоящее время

спектр таких изделий очень широк, но мы выбрали однокристальную

электронную вычислительную машину (ОЭВМ) КР1816ВЕ51 (3,4), исхо-

дя из следующих соображений:

1) компактность исполнения - практически весь спектр воз-

можностей вычислительной машины скомпанован в одной микросхеме;

2) высокое быстродействие - 1000000 операций в секунду;

3) достаточно большой объем внутренней памяти для программы

пользователя - 4 кБ;

4) наличие коммуникационного последовательного программи-

руемого порта для связи с IBM-совместимым компьютером, что очень

важно как с точки зрения отладки программного обеспечения аналити-

ческих веов, так и с точки зрения внешнего управления ими, хра-

нения и статистической обработки производимых взвешиваний;

5) двухуровенная система обработки прерываний для обслужива-

ния событий от шести источников запросов, например поднятие навес-

ки;

6) простой ввод/вывод 32-х дискретных сигналов (есть сиг-

нал - 5 В, нет сигнала - 0 В);

7) два встроенных таймера для точного отслеживания малых и

больших временных интервалов, независимо от действий выполняемых в

данный момент программой;

8) достаточно простой Ассемблер с широкими возможностями в

области арифметики и логики;

9) наличие в нашем распоряжении компилятора Ассемблера и ком-

поновщика программ для автоматизированного создания аппаратно ори-

ентированного программного кода;

10) наличие программы-симулятора, имитирующего выполнение

команд ОЭВМ КР1816ВЕ51, на IBM-совместимом компьютере и облегчающем

поиск ошибок;

11) наличие IBM-совместимого программатора фирмы "Хронос"

(Россия) для прошивки программного кода во внутреннюю память прог-

рамм микросхемы КР1816ВЕ51;

К недостаткам ОЭВМ КР1816ВЕ51 можно отнести недостаточное ко-

личество портов ввода/вывода сигналов, всего 32. Беглый подсчет пот-

ребного количества сигналов показывает, что нам необходимы:

а) 21 выходной сигнал для подбора цифрового аналога токового

сигнала, чтобы обеспечить аналитическую точность в диапазоне веса

0...200 г;

б) 12 выходных сигналов для вывода значения полученного веса

на табло аналитических весов из семи семисегментных цифробуквенных

светодиодных индикаторов и светодиода десятичной точки;

в) 4 входных сигнала управления режимами работы аналитических

весов ("Тара","Однократное взвешивание", "Многократное взвешивание"

и "Температура")

г) 2 входных сигнала для датчиков подьема катушки весов и

температуры воздуха;

д) входной и выходной сигналы для двухстороннего сопряжения

аналитических весов с IBM-совместимым компьютером;

е) выходной сигнал индикации работы аналитических весов.

Таким образом нам недостает, как минимум, 10 сигналов для

успешной реализации схемы на выбранной ОЭВМ. Можно было бы пойти

по пути установки двух ОЭВМ в одном изделии с разделением функций

между ними, но этот подход дорогостоящ и расточителен, поэтому мы

решили использовать недорогую микросхему КР580ВВ55А (программирумый

параллельный адаптер (ППА) (3)) для расширения адресуемых портов

с 32 до 45.

ОЭВМ КР1816ВЕ51 будет передавать данные в 3 порта микросхемы

КР580ВВ55А через один из своих портов (рис. 1), для выбора номера

интересуемого порта и стробирования обращения к ППА необходимы еще

3 вывода. Если запрограммировать микросхему только на вывод, то нет

нужды в подключении к ОЭВМ выводов чтение (RD) и запись (WR) ППА,

так как их можно зафиксировать сигналами c блока питания через ре-

зисторы, нормирующие допустимый для микросхемы входной ток.

На выводы 3-х портов КР580ВВ55А (рис. 1), поскольку она бу-

дет запрограммированна только на вывод, лучше всего подключить уст-

ройство цифроаналогового преобразователя (ЦАП), то есть устройство,

преобразующее цифровой код в токовый аналог, например, код 1388h (де-

сятичное число 5000) в ток величиной 0,5 А.

Кроме того непосредственно к вводам ОЭВМ (рис. 1) должны быть

подключены: датчик подьема веса (ДП); датчик температуры (ДТ) для

более точного подбора токового аналога в диапазоне рабочих темпера-

тур весов; согласователь интерфейсов (СИ) последовательных портов

ОЭВМ и IBM-совместимого компьютера; коммутатор цепи цифроаналогового

преобразователя (КЦ) для предотвращения негативных последствий от

длительного воздействия сильных токов на низкоомную катушку устрой-

ства взвешивания (УВ); пульт индикации и управления (ПИУ). Более

подробно каждому из них будет посвящен отдельный параграф работы.

Структурная схема химических аналитических весов совмещена с

принципиальной электрической схемой подключения ОЭВМ КР1816ВЕ51 и

ППА КР580ВВ55А, на которой питание к микросхемам подается на вы-

воды VCC (5 Вольт) и GND ("земля") (3).

Тактовая частота работы ОЭВМ (D1) задается кварцевым резона-

тором ZQ1 (6 или 12 мГц). Цепочка R1, C3 предназначена для переда-

чи управления по адрусу 000 ОЭВМ КР1816ВЕ51 и инициализации микро-

схемы при включении питания. Так, сразу после включения питания

емкость C3 заряжается и этот заряд "стекает" с обкладки со знаком

"-" через резистор R1; номиналы резистора и емкости этой цепи по-

добраны таким образом, чтобы удержать потенциал больший 2,5 В в те-

чение не менее 5 микросекунд, что достаточно для инициализации

микросхемы D1. Аналогичным способом может быть выполнена автоини-

циализация микросхемы D2, но мы "жестко" зафиксировали вывод пере-

запуска (RST) на "землю", чтобы единственно возможным способом ее

работы стало выполнение команд ОЭВМ КР1816ВЕ51.

Емкость C4 играет роль фильтра высокочастотных помех по пи-

танию, а резистор R2 устанавливает на входе EA ОЭВМ "высокий" по-

тенциал, соответствующий избранности внутренней, а не внешней па-

мяти программ.

Все выводы порта P0 ОЭВМ через токоограничивающие резисторы

R4,R5,...,R11 (1.8 кОм) подключены к питанию + 5 Вольт из-за осо-

бенного исполнения этого порта ("с открытым коллектором"). Напри-

мер, если на выводе P0.0 транзистор микросхемы D1 закрыт, то на

выходе значение единичного сигнала поддерживается внешним питанием

+5В, а в открытом состоянии (коммутация на общий провод через тран-

зистор микросхемы D1) потенциал линии падает до нудевого значения.

Поскольку микросхема D2 предназначена для работы только на вывод

данных, то режим чтения (RD) "жестко" избран неактивным, посред-

ством подключения этого вывода, через токоограничивающий резистор

R12 (1.8 кОм) к питанию +5В, а режим избранности микросхемы (CS) -

активным, подключением его к общему проводу, так как это един-

ственная избираемая в устройстве весов микросхема. Адрес одного

из четырех портов микпосхемы D2 (3 - порт программирования режима

ее работы CW, 2 - порт С, 1 - порт В и 0 - порт А) избирается не-

посредственно с выводов P2.4 и P2.5 ОЭВМ. Исполнение команд про-

изводится при переходе сигнала записи (WR) с потенциала +5В к ну-

левому потенциалу с вывода P2.6 ОЭВМ КР1816ВЕ51.

Временная диаграмма вывода данных в один из избранных портов

микросхемы КР580ВВ55А в режиме 0 приведена на рис. 1а (3). Микро-

схема КР580ВВ55А имеет три режима обмена: 0, 1 и 2, из которых нам

подходил только нулевой режим, при котором однонаправленный вывод

производится через любой из портов без каких либо сигналов сопро-

вождения (без квитирования) и выходная информация защелкивается в

выходной буфер порта по срезу сигнала WR и остается на выходе это-

го порта до следующего изменения.

__ t

WR +5В

0В

__ +5В

CS

0В

+5В

D

0В

+5В

A0,A1

0В

+5В

А,В,С,CW

0В

Рис. 1а. Временная диаграмма вывода данных через порт

А, В, С или CW микросхемы КР580ВВ55А

На этой диаграмме черточкой сверху обозначены сигналы, актив-

ные при нулевом потенциале, Н - образный переход сигналов означает,

что если сигналы изменяются, то они должны быть изменены сдесь. Вре-

мя t мы подобрали экспериментально, и оно должно быть не менее 2-х

микросекунд, точное время между остальными сигналами не имеет ника-

кого значения - важна лишь их точная последовательность.

БЛОК ПИТАНИЯ

В настоящей работе мы стремились к максимальному использованию

известных и хорошо зарекомендовавших себя разработок, доступных нам

через открытые литературные источники. Так например, электрическая

принципиальная схема излучателя инфрокрасного диапазона заимствована

нами из принтера СМП 6327 (5), а приемника - из схемы бытового теле-

визионного приемника (6), включая также и простое заимствование бло-

ка питания из списанного накопителя на пятидюймовых гибких магнитных

дисках ЕС5321М советского производства (7), достаточно мощного и на-

дежного, принципиальная электрическая схема которого представлена на

рис. 2.

В этой схеме переменное напряжение 220 В через выключатель и

предохранитель FU1 (1 А) поступает на первичную обмотку трансформа-

тора ТПП288-220-50. Из нескольких вторичных обмоток этого трансфор-

матора набираются выходные напряжения переменного тока в 19 и 7

Вольт, которые подаются на два диодных моста, собранных из кремни-

евых диодов КД205В. На выходе с диодных мостов мы имеем выпрямленные

постоянные напряжения со значительными пульсациями, для подавления

которых в цепь параллельно мостам диодов включены электролитические

емкости: С1 (10000 мкФ 50 В) и С2 (2000 мкФ 50 В). В момент времени

когда с выхода диодного моста напряжение возрастает емкости заряжа-

ются, а когда напряжение начинает снижаться стекание заряда с обкла-

док электролитического конденсатора сглаживает проявление этих пуль-

саций на входе стабилизаторов, собранных на резисторах R1, R2 (1 Ом),

емкостях С3...С6 (0,1 мкФ), транзисторах VT1, VT2 (КТ818БМ), микро-

схемах D1 (КР142ЕН8Б), D2 (КР142ЕН5А и емкостях С7, С8 (200 маФ).

Принцип работы стабилизатора следующий: микросхема D1 (D2)

управляет током, протекающим через малоомный резистор R1 (R2), тем

самым изменяя смещение перехода база-эмитер транзистора VT1 (VT2)

и поддерживая на его выходе стабильное значение требуемого для наг-

рузки выходного напряжения питания 12 (5) Вольт. Наличие мощных

транзисторов VT1 и VT2 вызвано требованиями обеспечения больших то-

ков, необходимых в накопителе на гибких магнитных дисках (7) при

запуске его двигателей. Такой блок питания наиболее оптимально под-

ходит и для аналитических весов, в которых также наблюдается крат-

ковременные всплески потребления больших токов протекающих через

катушку устройства взвешивания и цепи цифроаналогового преобразова-

теля.

Емкости С7, С8 включены для сглаживания импульсных пульсаций

нагрузок на стабилизатор, а С5, С6 в качестве фильтра высокочастот-

ных помех.

Предохранитель FU1 защищает сеть переменного тока от перегру-

зок, скажем при коротком замыкании на вторичных обмотках трансформа-

тора, а FU2 и FU3 - блок питания, при перегрузках в питаемых через

них схемах.

ЦИФРОАНАЛОГОВЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ

Наиболее оптимальным было бы использование в качестве цифро-

аналогового преобразователя спецализированной микросхемы, что су-

щественно упростило бы электрическую принципиальную схему аналити-

ческих весов и избавило нас от проблемы решения множества проблем,

связанных с этим преобразованием. Например, микросхемы К572ПА1,

К594ПА1 (2) советского производства или импортного производства:

DAC-01 и DAC-02 (фирма Precision Monolitic), MC1406 (Motorola),

HI-1080 и HI-1090 (Harris Semiconductor), AD-562 и AD-7520 (Analog

Devices) (8), или более современные MX7534, MX7535, MX7536, MX7538

(Maxim) (9). Однако лучшие из этих чипов гарантируют разрешение с

точностью не более 14 разрядов, что явно недостаточно для обеспе-

чения аналитической точности взвешивания в диапазоне 0...200 грамм.

Для обеспечения указанных требований мы должны разработать

принципиальную электричестую схему 21-го разрядного цифроаналого-

вого преобразователя.

Существует два наиболее широко распространенных метода циф-

роаналогового преобразования: с использованием взвешенных резист-

ров и многозвенной цепочки резистров (8).

На рис. 3 представлена принципиальная электрическая схема

цифроаналогового преобразователя с двоично-взвешенными резистора-

ми, которая состоит из n ключей, по одному на каждый разряд, уп-

равляемых выходным сигналом; цепочки двоично-взвешенных резисто-

ров; источника опорного напряжения Uоп и суммирующего операцион-

ного усилителя, на выходе которого получается аналоговый сигнал,

пропорциональный цифровому коду на входе.

В идеальной ситуации ток, на входе операционного усилите-

ля будет равен

An-1хUоп An-2хUоп A1хUоп A0хUоп

I = __________ + __________ + . . . + ________ + ________ .

R R R R

В нашем случае, для 21-разрядного цифроаналогового преоб-

разователя, диапазон изменения сопротивлений резисторов должен

будет соответствовать ряду: 1,2,4,8,...,524288,1048576 Ом. У нас

не было возможности точного подбора такого широкого ряда резис-

торов тем более, что они должны быть все изготовленны по одной

технологии, в связи с чем этот метод построения цифроаналогово

преобразователя - неприемлем.

На рис. 4 представлена принципиальная электрическая схема

цифроаналогового преобразователя с многозвенной цепочкой резис-

торов. В этой схеме использование цепочки резисторов R-2R, при-

водит к тому, что вклад каждого разряда в выходной сигнал про-

порционален его двоичному весу.

Поскольку эта цепочка резисторов является линейной цепью,

то ее работу можно проанализировать методом суперпозиции, то есть

вклад в выходное напряжение от каждого источника рассматривать

независимо от других источников. Окончательно все вклады от каж-

дого разряда суммируются для получения на выходе результата в

виде напряжения Uвых (8).

Таким образом, выходное напряжение цифроаналогового преоб-

разователя пропорционально сумме напряжений со своими весами,

обусловленных лишь теми ключами, которые подключены к источнику

Uоп.

Для нашего 21-разрядного цифроаналогового преобразователя

простое механическое копирование этой схемы невозможно, так как

самые лучшие чипы операционных усилителей LM101A, LF156A или

LM118 не способны обеспечить требуемого разрешения - их предел

14-ть разрядов и 8...12 разрядов - для микросхем операционных

усилителей советского производства (К153УД2, К140УД18 и других).

Можно было бы разработать двухплечевую схему с использованием

на выходе одного из плеч делителя напряжения, но такой подход

приведет к множеству проблем, связанных с обеспечением идентич-

ности плеч и тому подобных. Поэтому мы решили удалить из схемы

приведенной на рис. 4 операционный усилитель, заменив предшест-

вующий ему резистор 2R, многозвенной цепи, катушкой устройства

взвешивания.

Тогда для обеспечения изменения тока на выходе цифроана-

логового преобразования достаточно больших номиналов тока, до

3,5 А, мы должны подобрать пары 2R/R с таким расчетом, чтобы ве-

личина R составляла значение немного большее 1 Ома, при этом ре-

зисторы 2R должны иметь коэффициент деления как можно ближе к

двум, особенно в старших значащих разрядах. Кроме этого, резис-

торы должны быть мощными МЛТ-1 или МЛТ-2, чтобы избежать их вы-

горания при прохождении больших токов.

Подбор номиналов резисторов мы производили с использовани-

ем цифрового измерителя L, C, R Е7-8 из нескольких тысяч резис-

торов, номинала 1,4 и 2,7 Ом, во всех организациях города, в

которых нам удалось их найти: АО ССГПО (6 подразделений), Руд-

ненский индустриальный институт, Рудненский политехнический кол-

ледж и других. Тип и номиналы этих резисторов определяли их ред-

кое использование и поэтому по причине их отсутствия или дефицит-

ности нам не отказали ни в одной из упомянутых организаций.

После продолжительной и утомительной работы нам удалось по-

добрать многозвенную 21-разрядную цепочку сопротивлений, значения

сопротивлений которых сведены в табл. 1.

Таблица 1

Подобранные номиналы резисторов многозвенной цепочки

цифроаналогового преобразователя

Разряд Номиналы резисторов Коэффициент Средние зна-

NN цепи, Ом делимости чения, Ом

20 2,246 1,123 2,000

19 2,248 1,124 2,000

18 2,252 1,126 2,000

17 2,258 1,129 2,000

16 2,260 1,130 2,000

15 2,260 1,130 2,000

14 2,247 1,124 1,999

13 2,249 1,125 1,999

12 2,250 1,126 1,999

11 2,253 1,127 1,999 2,2575

10 2,253 1,127 1,999 --------

9 2,257 1,128 2,001 1,1283

8 2,256 1,127 2,002

7 2,258 1,128 2,002

6 2,260 1,129 2,002

5 2,264 1,131 2,002

4 2,266 1,132 2,002

3 2,266 1,132 2,002

2 2,268 1,132 2,004

1 2,268 1,132 2,004

0 2,269 1,132 2,004

Анализ значений сопротивлений табл. 1 показывает, что для

старших разрядов цифроаналогового преобразователя коэффициенты де-

ления напряжений подобраны практически идеально, с ухудшением до

0,2% в трех младших разрядах (0.04% - в среднем), а группы сопро-

тивлений подобраны с точностью 0.5%, такие параметры существенно

лучше тех, 0.1 и 1.0%, соответственно (8), которые обеспечивают

измерения с погрешнрстью, сопоставимой с половиной величины млад-

шего разряда преобразователя.

Теперь нас подстерегает единственная проблема, сопряженная

с большими величинами токов, которые будут протекать через пере-

ключатели K0, K1, ... ,Kn-1, полностью исключающая возможность

применения для этой цели полупроводниковых переключателей, напри-

мер, AM2009, MM4504, MM5504 (8), DG516 (12) и им подобных. Кроме

того, каждый такой ключ будет иметь собственную величину сопро-

тивления, вклад которого в каждый из разрядов аналогоцифрового

преобразователя будет сильно искажать выходное напряжение.

Единственным решением этой проблемы может стать исполь-

зование в качестве ключа перекидного контакта реле. Неоспоримым

достоинством использования реле является то, что его контакт не

вносит паразитного сопротивления в цепи разрядов аналогоцифро-

вого преобразователя и для реле неопасно протекание больших токов

через перекидной контакт. Кроме того, применение реле позволит

произвести гальваническое разделение силовой цепи в 12 В от це-

пи питания ОЭВМ в 5 В. Существенный недостаток использования реле

в качестве разрядных ключей является их низкое быстродействие -

от 10 до 50 милисекунд, однако оно может быть компенсировано ис-

пользованием алгоритма скорейшего поиска необходимого значения

цифрового кода.

Из скудного ряда доступных нам достаточно миниатюрных реле,

мы сразу отказались от реле с герконовым переключателем (РЭС-55),

так как они оказались бы в зоне воздействия сильного магнитного

поля устройства взвешивания, когда факт включения ее контакта

мог быть не бесспорным, и из-за слишком большого времени надеж-

ного срабатывания - 25...40 милисекунд. Из реле с механическим

контактором больше всего подходило РЭС-10, во-первых, из-за ма-

лых размеров, во-вторых, из-за возможности включения контакта

при напряжениях в 4 Вольта, в-третьих, из-за ориентированности

ее конструкции на крепление непосредствено к монтажной печатной

плате, в-четвертых, из-за самой высокой скорости срабатывания

из всех идентичных ей образцов - не более 10 милисекунд, в-пятых,

из-за относительно низкого потребления тока - около 35 милиам-

пер.

Разработанная на основе всего вышеизложенного принципиаль-

ная электрическая схема цифроаналогового преобразователя пред-

ставлена на рис. 5. В этой схеме с выхода программируемого па-

раллельного адаптера КР580ВВ55А нулевой потенциал подается в ба-

зу транзистора VT0 (VT1,...,VT19,VT20) - КТ361Е, вызывая отпира-

ние его перехода эмитер-колектор и протекание постоянного тока,

напряжением в 5 Вольт, через обмотку реле K0 (K1,...,K19,K20) -

РЭС-10. Непосредственное включение обмоток реле с выводов микро-

схемы КР580ВВ55А невозможно из-за их низкой нагрузочной способ-

ности (3,2 мА), при величинах токов, потребляемых реле РЭС-10,

порядка 35 мА.

Поскольку коммутирование контактов реле не происходит

мгновенно и характеризуется явлением, называемым в литературе

"дребезгом", для предотвращения подгорания контактов реле, до

момента уверенного их срабатывания, цепь 12 Вольтового питания

разорвана на переходе эмитер-колектор мощного транзистора VT22

(КТ972). После выдерживания паузы в 11 мС, необходимых для уве-

ренного срабатывания контактов реле РЭС-10, на выход P3.5 ОЭВМ

подается сигнал нулевого потенциала, поступающий на базу транзис-

тора VT21 (КТ361Е) и отпирающий его переход между колектором и

эмитером. После этого в базу транзистора VT22 поступает потен-

циал, достаточный для отпирания его перехода эмитер-колектор.

Представленная на рис. 5 принципиальная электрическая

схема коммутатора исполнительной цепи позволяет не только из-

бавиться от проблемы подгорания контактов реле, но и избежать

перегрева низкоомных сопротивлений многозвенной цепочки резис-

торов большими токами, посредством сбора цепи на очень малень-

кий интервал времени 300 микросекунд.

Для подавления колебаний тока при выключении обмотки реле,

обладающей индуктивностью, параллельно ей включен шунтирующий

диод VD0 (VD1,...,VD19,VD20).

Суммированное с выходов всех активных разрядов напряжение

будет проходит через катушку устройства взвешивания.

УСТРОЙСТВО ВЗВЕШИВАНИЯ

Вначале для устройства взвешивания мы изготовили 100 витко-

вую катушку диаметром 20 мм из медной проволки толшиной 0,07 мм,

а магнитное поле создавали при помощи плоского постоянного магнита

размером 100х60х17, которые на фабричном комплексе АО ССГПО исполь-

зуются на магнитных сепараторах для извлечения железа из руды.

При пропускании тока от пальчиковой батарейки напряжением

1,5 В мы наблюдали поразительный эффект: катушка подлетала в вверх

даже при токах в несколько мА, переворачивалась в воздухе и "прили-

пала" к магниту. Этот, воодушевлявший наши усилия, эффект неожидан-

но наткнулся на два препятствия:

1) магнит притягивал к себе все металлические предметы в ди-

аметре 100...300 мм, то есть создавал очень сильное магнитное поле;

2) при смещении катушки на небольшое расстояние, незначитель-

но изменялась величина тока, необходимая для ее подьема, то есть

встала проблема фиксации катушки над магнитом.

Чтобы решить одновременно обе проблемы мы использовали в ка-

честве устройства взвешивания аккустический динамик 4ГД-35, предва-

рительно удалив из него бумажный диффузор и его верхний фиксатор,

прикрепив клеем "Момент" плошадку взвешивания к внутренней поверх-

ности катушки, мы не только зафиксировали ее в наиболее эффективной

точке взаимодействия магнитного и электрического полей (определено

экспериментально), но и решили проблему возврата катушки на исход-

ное место после снятия напряжения за счет веса этой площадки (рис.

6). Теперь подьем площадки взвешивания происходил без видимых откло-

нений величины токового сигнала с доступной нам точностью измере-

ний в 0,0001 А цифровым вольтметром В7-40.

Поскольку неисключен резкий подъем площадки в процессе прог-

раммного подбора необходимой величины тока, для предотвращения раз-

брызгивания взвешиваемых жидкостей и рассыпания сыпучих навесок мы

снабдили конструкцию ограничителем подъема площадки с зазором меж-

ду ними в 1 мм, достаточным для датчика фиксации подъема веса, сос-

тоящего из излучателя и приемника инфрокрасного излучения (рис. 6).

ДАТЧИК ПОДЪЕМА ВЕСА

Вес считается измеренным, если площадка поднялась при значении

токового аналога I, но не поднялась при I-MP (MP - величина тока, со-

оттветствующая Младшему Разряду цифроаналогового преобразователя).

Для определения момента подъема площадки взвешивания мы использовали

оптический датчик отслеживания перекрытия просвета, состоящий из ма-

ломощного излучателя и приемника инрокрасного (невидимомого) спектра.

Электрическая пинципиальная схема излучателя инфрокрасного диа-

пазона заимствована нами из концевых выключателей ограничения подачи

головки принтера СМП 6327 (5), которая приведена на рис. 7.

Принцип работы этого излучателя следующий:

1) емкость C2 постепенно заряжаясь создает на базе транзистора

VT1 потенциал, достаточный для отпирания перехода колектор-эмитер,

в результате чего потенциал на базе транзистора VT2 становится нуле-

вым и сопровождается отпиранием его перехода эмитер-колектор, при

этом возрастание положительного потенциала на базе транзистора VT3

приводит к плавному отпиранию его перехода колектор-эмитер с протека-

нием тока через резистор R4 и диод VD1 (АЛ107А (16)), сопровождаемый

излучением инфрокрасного спектра. В процессе протекания тока через пе-

реход эмитер-коллектор транзистора VT2, емкость C2 разряжается и запи-

рает транзистор VT1, который в свою очередь, запирает и транзистор VT2.

После запирания транзистора VT2, потенциал на базе транзистора VT3

падает и он запирается, прекращая свечение диода VD1. Затем этот

процесс повторяется в уже описанной последовательности.

Импульсный режим излучения выбран нами для исключения оценки

воздействия посторонних источников излучения на приемник и для по-

вышения мощности излучения диода КД107 с 6 до 45 мВт.

Емкость C1 включена в принципиальную электрическую схему (рис.

7) для сглаживания негативного воздействия импульсов тока на ста-

билизатор блока питания.

Достижение в процессе подбора цифрового аналога тока значения,

при котором преодолен вес взвешиваемого вещества, сопровождается под-

нятием площадки для взвешивания и, как следствие, перекрытием створа

излучатель-приемник. Для идентификации данного события и необходим

приемник импульсного излучения инфрокрасного спектра. От схемы прием-

ника, используемого в принтере СМП-6327 (5), пришлось отказаться, так

как он не обеспечивал устойчивого приема при расстояниях более 10 мм

между излучателем и приемником. Мы использовали в качестве приемника

часть электрической принципиальной схемы приемника инфрокрасного из-

лучения бытового телевизионного приемника (6), произведя только за-

мену фотоприемника ФД263 на более миниатюрный, но менее чувствитель-

ный фотодиод VD1 (FD125) венгерского производства (рис. 8).

Приемник представляет собой двухкаскадный усилитель с общим ко-

лектором, выполненный на базе транзисторов VT1 - VT3 (КТ315). Импуль-

сы инфрокрасного излучения воспринимаются фотодиодом VD1, при этом

он открывается и запирается, при отсутствии таковых. Таким образом,

транзистор VT1 играет роль согласователя высокочастотных импульсов,

в диапазоне 0...25 мВ, в низкочастотные с незначительным их усилени-

ем в 1,5...2 раза. Этот сигнал с эмитера VT1 поступает на базу тран-

зистора VT2, включенного в режиме его усиления при отпирании/запира-

нии перехода эмитер-колектор с коэффициентом 9-10, определяемым ном-

иналом резистора R5. При этом на выходе приемника, с колектора тран-

зистора VT2, генерируются колебания с амплетудой 5 Вольт и частотой

задаваемой излучателем. Резисторы R6, R7 и транзистор VT3 образуют

цепь положительной обратной связи между его входом и выходом, необ-

ходимой для их согласования и подавления помех.

Поскольку, удовлетворительных результатов мы добились уже пос-

ле двух каскадов усиления сигнала, то надобность в двух последующих,

имеющихся в схеме (6), отпала. Кроме того, мы понизили напряжение пи-

тания с 12 Вольт в схеме (6), до 5 Вольт, чтобы избежать обратного

преобразования, в связи с требованиями по входу ОЭВМ КР1816ВЕ51, без

ощутимого ухудшения параметров приемника.

Выходной сигнал приемника поступает на вход Р3.2 (INT0) ОЭВМ

КР1816ВЕ51 и, если после очередного изменения токового сигнала на

выходе цифроаналогового преобразователя, на входе P3.2 ОЭВМ не об-

наружены пульсации - значит вес преодолен.

ДАТЧИК ТЕМПЕРАТУРЫ ВОЗДУХА

Мощный блок питания будет источником излучения тепла в ог-

раниченный объем изделия, а, поскольку, величина сопротивления

резисторов зависит от их температуры, то для обеспечения аналити-

ческой точности взвешивания либо необходимо снабдить весы обратным

аналогоцифровым преобразователем, либо достаточно точным электрон-

ным датчиком температуры. Кроме того, наличие такого устройства в

аналитических весах необходимо из-за непостоянства комнатной тем-

пературы не только в разные периоды года, но и в течение суток.

Так как изготовление 21-разрядого аналоговоцифрого преобразователя

более трудоемко, затратно и сложнее, чем датчика температуры, то

мы и остановили свой выбор на последнем.

Одним из простейших видов датчика температуры, ориентирован-

ного на использование возможностей ОЭВМ КР1816ВЕ51, является преоб-

разователь температура-частота. ОЭВМ КР1816ВЕ51 имеет два входа

(P3.2-INT0, P3.3-INT1), изменение состояния которых (переход из "вы-

сокого" состояния сигнала в "низкое" или, наоборот) вызывает аппа-

ратное прерывание выполняемой программы с вызовом программы обра-

ботки этого события. Такая реакция ОЭВМ позволяет программно вы-

числить время между двумя смежными прерываниями или вычислить час-

тоту изменения сигнала.

Сущность этого датчика сводится к созданию генератора, час-

тота которого управляется напряжением из схемы измерения изменения

термосопротивления. В качестве генератора управляемого напряжением

можно использовать микросхему К531ГГ1 (мультивибратор автоколе-

бательный), схемы возможного применения которой приведены в (10),

а задание управляющего напряжения - посредством усиления напряжения

на выходе "моста" резисторов, в одно из плеч которого включено тер-

мосопротивление, при помощи операционного усилителя. Однако мы

смогли найти только старый вариант этого чипа - К218ГГ1-Н (11) и

при тестировании созданного на его основе преобразователя столкну-

лись с проблемой собственной нестабильности генерируемой микро-

схемой частоты при измененнии температуры воздуха, погрешность

в диапазоне температур 0...60°С, допустимых для электронных ком-

понентов данной технологии изготовления, варьировала в интервале

-11...+17% (рис. 9), что неприемлимо для обеспечения аналитической

точности взвешивания. Кроме того, микросхема К218ГГ1-Н имеет от-

носительно большое энергопотребление - около 100 мВт.

Аналогичные проблемы возникли при попытке ее замены на мик-

росхему К1108ПП1 (преобразователь напряжение-частота), которая кро-

ме этого требовала питания +15 В/-15 В.

Контроль стабильности частоты преобразователя мы производили

посредством помещения макета схемы в муфельную печь или морозильную

камеру холодильника с размещением термодатчика вне их. При такой

схеме, вследствие неизменности температуры термодатчика (25°С),

частота на выходе преобразователя должна быть стабильной. О непри-

емлемости преобразователя на микросхеме К218ГГ1-Н свидетельствует

кривая зависимости частота - собственная температура схемы, приве-

денная на рис. 9.

Схема преобразователя температура-частота, приведеннная в

(12), была свободна от отмеченных недостатков (рис. 10). Ее работа

основана на том, что прямое напряжение кремниевого диода, питае-

мого от источника постоянного тока линейно изменяется с температу-

рой в диапазоне 0..60°С. Диод VD1 (IN914) и резистор R2 образуют

делитедь напряжения, питающийся от генератора постоянного тока.

При возрастании температуры прямое падение напряжения на диоде

уменьшается, закрывая транзистор VT1 (ZTX300). Вследствие этого

выходное напряжение транзистора VT1 будет возрастать, что дает воз-

можность использовать его в качестве напряжения, управляющего ге-

нератором D1.

Приведенные в схеме (12) импортные электронные компоненты бы-

ли заменены нами на их аналоги советского производства: D1 на

К176ЛП1 (10), VT1 - КТ617А, VT2 - КТ620А (15), VD1 - КД521А.

В пределах указанных номиналов электронных компонентов при

температуре 0°С частота составила 478 Гц с приростом в 3 Гц на

градус температуры. Зависимость температура-частота имела практи-

чески линейный вид в диапазоне температур 0...60°С и соответство-

вала характеристикам, приведенным в работе (12). Время установки

стабильной частоты при резком перепаде температур не более 25 се-

кунд. Однако работа преобразователя не отличалась высокой точнос-

тью, а самое неприятное - стабильностью (рис. 11), хотя область

устойчивой работы схемы расширилась на 5 градусов, а сама погреш-

ность уменьшилась до -10...+10%.

Для устранения отмеченных недостатков мы повысили напряжение

питания преобразователя с 9 до 12 Вольт, заменили "комплиментарную

пару" транзисторов (два транзистора, изготовленные по одинаковой

технологии n-p-n и p-n-p типов, коэффициенты усиления которых

равны) на более мощную (